一、峯值檢測電路定義

峯值檢測電路（PKD，Peak Detector）的作用是對輸入信號的峯值進行提取，產生輸出Vo = Vpeak，為了實現這樣的目標，電路輸出值會一直保持，直到一個新的更大的峯值出現或電路復位。

峯值檢測電路在AGC（自動增益控制）電路和傳感器最值求取電路中廣泛應用，自己平時一般作為程控增益放大器倍數選擇的判斷依據。有的同學喜歡用AD637等有效值芯片作為程控增益放大器的判據，主要是因為集成的方便，但個人認為是不合理的，因為有效值和信號的正負峯值並沒有必然聯繫；其次，實際應用中這類芯片太貴了。當然，像電子設計競賽是可以的，因為測試信號總是正弦波，方波等。

二、峯值檢測電路原理

顧名思義，峯值檢測器（PKD，Peak Detector）（本文默認以正峯值檢測為例）就是要對信號的峯值進行採集並保持。其效果如下如（MS畫圖工具繪製）：

根據這樣的要求，我們可以用一個二極管和電容器組成最簡單的峯值檢測器。如下圖（TINA TI 7.0繪製）：

這時候我們可以選擇用麪包板搭一個電路，接上信號源示波器觀察結果，但在這之前利用仿真軟件TINA TI進行簡單驗證會節省很多時間。通過簡單仿真（輸入正弦信號5kHz,2Vpp），我們發現僅僅一個二極管和電容器組成的峯值檢測器可以工作，但性能並不是很理想，對1nF的電容器，100ms後達到穩定的峯值，誤差達10%。而且，由於沒有輸入輸出的緩衝，在實際應用中，電容器中的電荷會被其他部分電路負載消耗，造成峯值檢測器無法保持信號峯值電壓。

既然要改進，首先要分析不足。上圖檢測的誤差主要來自與二極管的正向導通電壓降，因此我們可以用模電書上説的“超級二極管”代替簡單二極管（TINA TI 7.0繪製）：

從仿真結果來看，同等測試條件下，檢測誤差大大減小。但我們知道，超級二極管有一個缺點，就是Vi從負電壓變成正電壓的過程中，為了閉合有二極管的負反饋迴路，運放要結束負飽和狀態，輸出電壓要從負飽和電壓值一直到（Vi+V二極管）。這個過程需要花費時間，如果在這個過程，輸入發生變化，輸出就會出現失真。

因此，我們需要在電路中加入防止負飽和的措施，也就是説，我們輸入部分的處理環節要能夠儘量跟隨輸入信號的電壓，並提供一個儘可能理想的二極管，同時能夠提供有效的輸入緩衝。一個經典的電路是通過在輸入和輸出間增加一個二極管，這有點類似於電壓鉗位（TINA TI 7.0繪製）：

經過以上的簡單描述，其實我們已經可以將峯值檢測器分成幾個模塊：

（1）模擬峯值存儲器，即電容器。

（2）單向電流開關，即二極管。

（3）輸入輸出緩衝隔離，即運算放大器。

（4）電容放電覆位開關（這部分非必須，如：如果電容值選取合適，兩次採樣時間間隔較大）。

3、幾種峯值檢測電路

採用二極管和電容器組成的峯值檢測電路有多種實現方式和電路形式，在TI等公司的一下文獻中，我們可以查到不少。就自己個人實驗的結果而言，二極管、電容、放大器組成的峯值檢測器有效工作頻率範圍在500kHz一下，對100mVpp以上的輸入信號檢測誤差可達到3%以內，後文中3.2的曲線圖能較有代表性地反映這類峯值檢測器的性能。

3.1分立二極管電容型

TI公司的Difet 靜電計級運算放大器OPA128的DATASHEET裏提供了一個很好用的峯值檢測器：

TINA TI的仿真結果如下：

值得一提的是，該圖有幾個用心之處：

（1）採用FET運放提高直流特性，減小偏置電流OPA128的偏置電流低至75fA。

（2）將場效應管當二極管用，可以有效減小反向電流同時增加第一個運放的輸出驅動力。

（3）小電容應該是防止自激的。實際應用中可以用TL082雙運放和1N4148來代替場效應管，性能價格比較高。

3.2無二極管型

該圖使用TINA TI 7.0和Multisim10.1均未仿真成功，但電路應該是沒有問題的，只是性能得看實驗。重點一提的是EDN英文版上有篇文章（見參考文獻）提供了一種非常棒的PKD：

性能如下：

該圖用TINA未能仿真成功，Mutisim 12仿真成功：

性能如下：

3.3集成峯值檢測電路

ADI公司有一款集成的PKD——PKD01，本質也是二極管加電容的結構，性能不詳。

3.4其他結構峯值檢測電路

在高速的環境下，二極管和電容結構的電路就無法適應了，作者見過FPGA+DAC+高速比較器組成的峯值檢測器，原理很簡單，就是將DAC輸出和輸入信號作比較，FPGA負責DAC電壓輸出控制和比較器輸出檢測。

四、檢查電路實例

4.1基本的峯值檢測電路

本實驗以峯值檢測器為例, 説明可利用反饋環改進非線性的方法。峯值檢測器是用來檢測交流電壓峯值的電路, 最簡單的峯值檢測器依據半波整流原理構成電路。如圖下所示, 交流電源在正半周的一段時間內, 通過二極管對電容充電, 使電容上的電壓逐漸趨近於峯值電壓。只要 RC 足夠大，可以認為其輸出的直流電壓數值上十分接近於交流電壓的峯值。

這種簡單電路的工作過程是， 在交流電壓的每一週期中, 可分為電容充電和放電兩個過程。在交流電壓的作用下， 在正半周的峯值附近一段時間內, 通過二極管對電容 C 充電，而在其它時段電容 C 上的電壓將對電阻 R 放電。當然，當外界交流電壓剛接上時，需要經歷多個週期, 多次充電, 才能使輸出電壓接近峯值。但是， 困難在於二極管是非線性元(器)件, 它的特性曲線如實圖下所示。當交流電壓較小時，檢測得的直流電壓往往偏離其峯值較多。

這裏的泄放電阻R，是指與 C 並聯的電阻、下一級的輸入電阻、二極管的反向漏電阻、以及電容及電路板的漏電等效電阻。不難想到, 放電是不能完全避免的。同時, 適當的放電也是必要的。特別是當輸入電壓變小時, 通過放電才能使輸出電壓再次對應於輸入電壓的峯值。實際上, 檢測器的輸出電壓大小與峯值電壓的差別與泄放電流有關。僅當泄放電流可不計時, 輸出電壓才可認為是輸入電壓的峯值。用於檢測儀器中的峯值檢測器要求有較高的精度。檢測儀器通常 R 值很大，且允許當輸入交流電壓取去後可有較長的時間檢波輸出才恢復到零。可以用較小的電容，從而使峯值電壓建立的時間較短。

本實驗的目的, 在於研究如何用運算放大器改進峯值檢測器, 進一步瞭解運算放大器之應用。

4.2峯值檢測電路的改進

為了避免次級輸入電阻的影響, 可在檢測器的輸出端加一級跟隨器(高輸入阻抗)作為隔離級。

也可以按需要加一可調的泄放電阻。如果允許電路有很長的放電時間, 也可以不用外加泄放電阻。這種電路可以有效地隔離次級的影響, 且跟隨器的輸出電壓(Vo)可視為與電容上的電壓相等。

電路中的二極管, 僅在 Vi-Vo > 0 時才導通, 使電容C充電。這時, 二極管上的電壓為(Vi-Vo)。為使在(Vi-Vo)很小時也能有足夠的充電速度, 可將(Vi-Vo)經過放大, 再作用於二極管。按照這一設想, 可在檢測器前加一級比較放大器。

在分析時常認為運算放大器失偏電壓為理想值 0V。比較放大器是開環的差動放大器,它可以有很高的增益, 只要 Vi 略大於 Vo, 就可以輸出很大的電壓驅動 D1 對電容充電。例如運算放大器的增益為 100dB量級, 只需 Vi 比 Vo 大 0.02mV, 就可以輸出 2V 的正向電壓，顯然, 加速了電容的充電過程，直至使 Vo 等於 Vi 的峯值為止。實際工作中, 決定 Vo 與 Vi 有差別的一個重要因素, 將是放大器輸入端的失調電壓。當然, 放大器也應有足夠的帶寬，以適應要求檢測的交流電壓的頻率範圍。

在 Vi-Vo < 0 時, 比較放大器的輸出電壓接近於負電源電壓, 使 D1 上有較大的反向電壓, D1 就會有一定的反向泄漏電流。為抑制 D1 的反向電流, 應使 D1 的正極在反向時的電壓, 只略低於 Vo。為此, 在比較放大器(A2)與 D1 之間增設二極管 D2 和電阻 R2。

在 Vi > Vo 時, A2 輸出較大的正向電壓, 使 D2 與 D1 導通對電容充電。

在 Vi < Vo 時, A2 輸出的反向電壓使 D2 關斷。這時, D2 的負極(D1 的正極)通過 R2 聯於 A1 的輸出端, 使 R2 一端的電壓(對地)為 Vo。如圖所示, 流過 D2 的反向電流通過 R2, 因而使 D2 的負極(D1 的正極)上和電容上的電壓得以保持。

通常 R2 為數百kW的電阻, 例如在實圖下中 R2 為 560kW。若 D2 的反向電流為 0.2mA, 則 R2 上的電壓為 0.11V, 即 D1 上的反向電壓為 0.11V。由此可見, D2 和 R2 有效的抑制了D1的反向電流, 其作用相當於增大了檢測電路的泄放電阻。

還需注意, D2 還有極間電容 C2, 它與 R2 組成阻容耦合電路。以上的分析略去了 C2 的作用,實際上是假定輸入信號的頻率滿足：W << 1/(R2C2)。

因此, 除了選用級間電容較小的二極管之外, 還應參照上式選擇 R2。

上圖是改進的峯值檢測器的原理圖。該電路還有一個實際問題。在輸入信號的每週期的大部分時間中處於 Vi < Vo 的狀態, 因而 A2 輸出端的電壓幾乎等於負電源電壓, A2 的中間級和輸出級的某些管子, 必處於深飽和和深截止狀態。僅當 Vi 在峯值附近的一小段時間中, A2 才可能在線性區中, A2 的某些管子應從深飽和狀態(或深截止狀態)轉向線性區(放大區)中的狀態。管子的這種狀態的轉換需要經歷一段時間才能完成。這種效應限制了輸入信號頻率, 亦即限制了檢測速度。

為了改善電路的速度, 用非線性元(器)件 D3, 將比較放大器組成非線性反饋的放大器。在 Vi > Vo 時，Vo2 高於 Vo, D3 處於反偏置狀態(不導通)，A2 仍可視為無反饋的高增益電路; 在 Vi < Vo 時，Vo2 低於 Vo, D3 處於正偏置狀態(導通)呈現為低阻抗, A2 可視為有強反饋的低增益放大器。若 D3 的正向等效電阻為 RD3, 在 rD3 << R3 時, 只要 R3 充分大，保持 Vo 值變化較小，對於輸入信號來説, 該電路相當於有偏置的跟隨器。

若 rD3 可不計則輸出電壓為：Vo2 ≌ Vi -Vo – VD3。

Vo2 的最低值為 Vo2min ≌ -2VP – VD3。

式中 Vp 是輸入電壓 Vi 的峯值。在設計電路時, 若使 Vi 的最大峯值小於 A2 的負向擺幅之半，則 A2 就可以保持在線性區工作。當然，D3的 反向電阻應儘可能大，以保證 Vo2 為正值時不致通過 D3 泄漏至 Vo。

綜上所述, 較完善的峯值檢測器電路如實圖下所示。

參數選擇：

按照上面的分析, R3 應滿足：RD3 >> R3 >> rD3 ，RD3 是 D3 的反向等效電阻。因 rD3 常在 100W 量級, RD3 常在 1000kW 量級或更大, 故 R3 可選為 10kW 量級。

整個電路，A2是輸入緩衝，其輸入端包含A1的輸出反饋，用於實現比較功能“Vi高於Vo就打開下級電路”。A1是輸出緩衝。

注意：

1、只要 R3 充分大，就能保持 Vo 值變化較小。

2、R2用於減少D2的反相泄露電阻。